引言
近年來，功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)引起了人們的廣泛關(guān)注。傳統(tǒng)的兩級PFC電路的主要缺點(diǎn)是成本高以及控制電路復(fù)雜。單級功率因數(shù)校正（SSPFC）變換器[1][2][3][4]，將PFC級和DC/DC級結(jié)合在一起大大降低了成本。然而，SSPFC變換器在負(fù)載變輕時存在直流母線電壓過高的問題。文獻(xiàn)[2]采用反饋線圈雖然降低了直流母線電壓，但卻減小了線電流的導(dǎo)通角，從而增加了總諧波畸變（THD）。
為了解決上述問題，確保在負(fù)載變化時降低直流母線電壓和減少THD，本文提出了一種具有恒功率控制的SSPFC變換器。能量直接傳遞方式使得該電路在沒有減小線電流導(dǎo)通角的情況下降低了直流母線電壓。恒功率控制使得變換器的輸出在輸出電壓高的時候可以看成電壓源，在輸出電壓低的時候可以看成電流源，并且當(dāng)輸出電壓在一定范圍內(nèi)變化的時候，輸出功率近似恒定。
1 電路工作原理
單級功率因數(shù)校正電路的原理圖如圖1所示。它實(shí)際上是由一個Boost變換器和一個flyback變換器組合而成的。Boost變換器工作在DCM模式，在占空比和頻率恒定的情況下可以達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。flyback變換器可以工作在DCM或CCM模式。
為了分析方便，假定整流電壓在一個開關(guān)周期中為定值，電容CB足夠大使得電壓VB基本恒定，flyback變壓器視為理想變壓器，在原邊并聯(lián)勵磁電感Lm，flyback變換器工作在CCM模式。則該電路有3種工作模式如圖2所示，主要工作波形如圖3所示。
工作模式1（t0－t1）t0時刻開關(guān)S導(dǎo)通，直流母線電壓VB加在勵磁電感Lm上，由于flyback變換器工作在CCM模式，則電流im線性上升可表示為
im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0) （1）
而電感Lb工作在DCM模式，電流iLb由零線性上升，其表達(dá)式為
iLb=|Vin|/Lb(t－t0) （2）
開關(guān)S上流過的電流可表示為
isw=iLb＋im （3）
由于二級管Df反向偏置，所以線圈Ns和Np上沒有電流流過。
工作模式2（t1－t2）開關(guān)S在t1時刻關(guān)斷，二極管Df正向偏置，勵磁電感Lm上的電壓為nVo(其中n=Np/Ns)，則電流im線性下降可表示為
im=－nVo/Lm(t－t1)＋im(t1) （4）
開關(guān)S上的漏源電壓VDS為VB＋nVo，電感Lb上的電流iLb流過線圈Np和電容CB線性下降，其表達(dá)式為
iLb=－(VB+nVo-|Vin|)/Lb(t－t1)＋iLb(t1) （5）
因此，原邊線圈Np和副邊線圈Ns上流過的電流可分別表示為
ip=iLb＋im （6）
is=nip=n(iLb＋im) （7）
由式（7）可以看出副邊電流由兩部分組成，負(fù)載不但從勵磁電感Lm上獲取能量而且直接從電感Lb上獲取能量，這就意味著一部分能量可以不經(jīng)過儲能電容CB而直接傳遞給負(fù)載，因此，大大提高了效率并且降低了直流母線電壓。
工作模式3（t2－t3）t2時刻電流iLb下降到零，二極管Db反向偏置，勵磁電流繼續(xù)以斜率nVo/Lm線性下降直到t3時刻開關(guān)S再次導(dǎo)通。此時原邊線圈Np和副邊線圈Ns上的電流可分別表示為：
ip=im （8）
is=nip=nim （9）
2 恒功率控制方法
圖4給出了恒功率控制的框圖，圖中KVV和KIIo分別為電壓采樣值和電流采樣值，通過電阻R3及R4的分壓得到第一個運(yùn)放的正向輸入端電壓為＋，信號放大后得到運(yùn)放的輸出端電壓為，這一點(diǎn)的電壓和第二個運(yùn)放的反向輸入端電壓相等，根據(jù)運(yùn)放的虛短特性，得到第一個運(yùn)放的輸出電壓與第二個運(yùn)放的正向輸入端電壓相等，即=Vref，由此可得到式（10）。
(KiIoR4/R3+R4)＋(KVVoR3/R3+R4)=VrefR1/(R1+R2) （10）
假設(shè)a=R2/R1，b=R4/R3，則式（10）表示為
(KiI0b/1+b)＋(KvV0/1+b)=(Vref)/(1+a) （11）
從式(11)可以得到輸出功率Po的表達(dá)式為
Po=VoIo=－(Kv/K1b)Vo2＋[Vref(1+b)/K1b(1+a)]Vo （12）
從式（12）可以看出Po～Vo曲線是一條拋物線，在拋物線的頂點(diǎn)附近，輸出功率Po近似恒定。以輸出電壓80V，輸出功率80W為例，取KV=0.01，KI=0.1，Vref=5V，使拋物線的頂點(diǎn)位于Vo=80V，Po=80W處，則可以計算出a=27.13，b=8.00。于是式(12)可表示為
Po=－0.0125Vo2＋2Vo （13）
當(dāng)輸出電壓變化范圍為60V～100V（±25％）時，輸出功率變化為6.25％。
該電路同?具有限壓和限流的功能，通過變換式(11)可得
Io=2－0.0125Vo （14）
Vo=160－80Io （15）
可見在輸出短路時電流被限制在2A，在輸出開路時電壓被限制在160V。
3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果
基于上述主電路及控制電路，采用以下參數(shù)進(jìn)行了仿真與試驗(yàn)：Lb=300μH，CB=470μF/450V，Lp=Ls=600μH，fs=50kHz，RL=80Ω。
圖5為輸入線電壓和線電流實(shí)驗(yàn)波形；圖6為輸入電壓變化時，測量的電路效率，可以看出電路效率在較寬的輸入電壓范圍內(nèi)可以達(dá)到82％以上，比文獻(xiàn)[2][3]中所提出的電路的效率要高；圖7和圖8分別為不同輸入電壓時，功率因數(shù)和THD的測量結(jié)果，由圖7可見，電路的功率因數(shù)在輸入電壓為100～150V時可以達(dá)到0.98，在輸入電壓為220V時也可達(dá)到0.96；圖9為輸入電壓為220V時，在不同負(fù)載下直流母線電壓VB的仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果，仿真與實(shí)驗(yàn)都證明在負(fù)載變化時直流母線電壓VB可以控制在380V以下。
4 結(jié)語
本文提出了一種具有恒功率控制的單級功率因數(shù)校正電路。該電路PFC級工作在DCM模式，具有較低的THD和較高的PF。該電路的直接能量傳遞方式降低了直流母線電壓并且提高了效率。采用恒功率控制方式使得電路具有良好的輸出特性，當(dāng)負(fù)載變化時直流母線電壓變化不大。