引言

　　近年來，功率因數校正（PFC）技術引起了人們的廣泛關注。傳統的兩級PFC電路的主要缺點是成本高以及控制電路復雜。單級功率因數校正（SSPFC）變換器[1][2][3][4]，將PFC級和DC/DC級結合在一起大大降低了成本。然而，SSPFC變換器在負載變輕時存在直流母線電壓過高的問題。文獻[2]采用反饋線圈雖然降低了直流母線電壓，但卻減小了線電流的導通角，從而增加了總諧波畸變（THD）。

　　為了解決上述問題，確保在負載變化時降低直流母線電壓和減少THD，本文提出了一種具有恒功率控制的SSPFC變換器。能量直接傳遞方式使得該電路在沒有減小線電流導通角的情況下降低了直流母線電壓。恒功率控制使得變換器的輸出在輸出電壓高的時候可以看成電壓源，在輸出電壓低的時候可以看成電流源，并且當輸出電壓在一定范圍內變化的時候，輸出功率近似恒定。

　　1 電路工作原理

　　單級功率因數校正電路的原理圖如圖1所示。它實際上是由一個Boost變換器和一個flyback變換器組合而成的。Boost變換器工作在DCM模式，在占空比和頻率恒定的情況下可以達到功率因數校正的目的。flyback變換器可以工作在DCM或CCM模式。

　　為了分析方便，假定整流電壓在一個開關周期中為定值，電容CB足夠大使得電壓VB基本恒定，flyback變壓器視為理想變壓器，在原邊并聯勵磁電感Lm，flyback變換器工作在CCM模式。則該電路有3種工作模式如圖2所示，主要工作波形如圖3所示。

　　工作模式1（t0－t1）t0時刻開關S導通，直流母線電壓VB加在勵磁電感Lm上，由于flyback變換器工作在CCM模式，則電流im線性上升可表示為

　　im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0)?。?）

　　而電感Lb工作在DCM模式，電流iLb由零線性上升，其表達式為

　　iLb=|Vin|/Lb(t－t0)　 （2）

　　開關S上流過的電流可表示為

　　isw=iLb＋im　 （3）

　　由于二級管Df反向偏置，所以線圈Ns和Np上沒有電流流過。

　　工作模式2（t1－t2）開關S在t1時刻關斷，二極管Df正向偏置，勵磁電感Lm上的電壓為nVo(其中n=Np/Ns)，則電流im線性下降可表示為

　　im=－nVo/Lm(t－t1)＋im(t1)　 （4）

　　開關S上的漏源電壓VDS為VB＋nVo，電感Lb上的電流iLb流過線圈Np和電容CB線性下降，其表達式為

　　iLb=－(VB+nVo-|Vin|)/Lb(t－t1)＋iLb(t1)　 （5）

　　因此，原邊線圈Np和副邊線圈Ns上流過的電流可分別表示為

　　ip=iLb＋im　 （6）

　　is=nip=n(iLb＋im)　（7）

　　由式（7）可以看出副邊電流由兩部分組成，負載不但從勵磁電感Lm上獲取能量而且直接從電感Lb上獲取能量，這就意味著一部分能量可以不經過儲能電容CB而直接傳遞給負載，因此，大大提高了效率并且降低了直流母線電壓。

　　工作模式3（t2－t3）t2時刻電流iLb下降到零，二極管Db反向偏置，勵磁電流繼續以斜率nVo/Lm線性下降直到t3時刻開關S再次導通。此時原邊線圈Np和副邊線圈Ns上的電流可分別表示為：

　　ip=im　 （8）

　　is=nip=nim　 （9）

　　2 恒功率控制方法

　　圖4給出了恒功率控制的框圖，圖中KVV和KIIo分別為電壓采樣值和電流采樣值，通過電阻R3及R4的分壓得到第一個運放的正向輸入端電壓為＋，信號放大后得到運放的輸出端電壓為，這一點的電壓和第二個運放的反向輸入端電壓相等，根據運放的虛短特性，得到第一個運放的輸出電壓與第二個運放的正向輸入端電壓相等，即=Vref，由此可得到式（10）。

　　(KiIoR4/R3+R4)＋(KVVoR3/R3+R4)=VrefR1/(R1+R2)　 （10）

　　假設a=R2/R1，b=R4/R3，則式（10）表示為

　　(KiI0b/1+b)＋(KvV0/1+b)=(Vref)/(1+a)　 （11）

　　從式(11)可以得到輸出功率Po的表達式為

　　Po=VoIo=－(Kv/K1b)Vo2＋[Vref(1+b)/K1b(1+a)]Vo　 （12）

　　從式（12）可以看出Po～Vo曲線是一條拋物線，在拋物線的頂點附近，輸出功率Po近似恒定。以輸出電壓80V，輸出功率80W為例，取KV=0.01，KI=0.1，Vref=5V，使拋物線的頂點位于Vo=80V，Po=80W處，則可以計算出a=27.13，b=8.00。于是式(12)可表示為

　　Po=－0.0125Vo2＋2Vo　 （13）

　　當輸出電壓變化范圍為60V～100V（±25％）時，輸出功率變化為6.25％。

　　該電路同?具有限壓和限流的功能，通過變換式(11)可得

　　Io=2－0.0125Vo　 （14）

　　Vo=160－80Io　 （15）

　　可見在輸出短路時電流被限制在2A，在輸出開路時電壓被限制在160V。

　　3 仿真與實驗結果

　　基于上述主電路及控制電路，采用以下參數進行了仿真與試驗：Lb=300μH，CB=470μF/450V，Lp=Ls=600μH，fs=50kHz，RL=80Ω。

　　圖5為輸入線電壓和線電流實驗波形；圖6為輸入電壓變化時，測量的電路效率，可以看出電路效率在較寬的輸入電壓范圍內可以達到82％以上，比文獻[2][3]中所提出的電路的效率要高；圖7和圖8分別為不同輸入電壓時，功率因數和THD的測量結果，由圖7可見，電路的功率因數在輸入電壓為100～150V時可以達到0.98，在輸入電壓為220V時也可達到0.96；圖9為輸入電壓為220V時，在不同負載下直流母線電壓VB的仿真與實驗結果，仿真與實驗都證明在負載變化時直流母線電壓VB可以控制在380V以下。

　　4 結語

　　本文提出了一種具有恒功率控制的單級功率因數校正電路。該電路PFC級工作在DCM模式，具有較低的THD和較高的PF。該電路的直接能量傳遞方式降低了直流母線電壓并且提高了效率。采用恒功率控制方式使得電路具有良好的輸出特性，當負載變化時直流母線電壓變化不大。