0 引言

    近年來，隨著電力電子技術的不斷發展，特種電源技術也得到飛速發展。高壓電源作為特種電源的一種，在醫學、環境學、航空航天以及電信等領域也發揮著越來越重要的作用^[1-3]。目前，大功率直流高壓電源普遍采用全橋逆變電路實現低頻交流向高頻交流的轉換，從而降低變壓器的體積，提高電源效率。IGBT由于其兼備場效應管易于驅動、控制簡單、開關頻率高的優勢與BJT雙極型器件低飽和壓降、容量大的特點，被廣泛應用于大功率全橋逆變電路中。然而，IGBT存在關斷電流拖尾現象^[4]，處理不當很容易造成器件擊穿。為了保證IGBT可靠關斷，通常采用IGBT專用驅動模塊，實現IGBT負壓關斷，保證全橋逆變電路的安全運行。

    全橋逆變電路中，四個IGBT驅動電路不全共地，為了保證驅動電路工作的一致性，需要四組隔離電源分別為驅動電路供電。鑒于反激式開關電源具有電路拓撲簡單，輸入輸出電氣隔離、能夠高效提供多路直流輸出的特點，本文以單端反激變換器為主電路，采用峰值電流型PWM控制芯片UC3845設計了一種實用新型的11繞組，9路直流隔離輸出的開關電源。

1 輔助電源設計要求

    M57962L作為IGBT專用柵極驅動器^[5]，模塊采用正負雙電源供電(+15 V與-10 V)，圖1為采用M57962L的IGBT驅動電路設計。

    為實現全橋電路四個IGBT專用驅動模塊的隔離供電，輔助電源采用反激式開關穩壓電源設計，具體設計指標如下：

    (1)輸入：220 V AC，電壓波動±20%；

    (2)輸出：4路IGBT驅動隔離供電輸出(+15 V/0.5 A，-10 V/0.5 A)，1路控制電路供電輸出(+12 V/1.5 A)，1路輔助繞組輸出(+15 V)用于PWM控制芯片供電，輸出電流較小，參數計算可忽略。

    (3)工作頻率：65 kHz；輸出功率：68 W；工作效率≥85%。

2 硬件電路設計

    反激式開關電源設計主要包括以下幾個部分：EMI濾波與全波整流、RCD箝位吸收、高頻變壓器設計、環路反饋調節以及PWM控制芯片外圍電路設計，下面進行詳細闡述。

2.1 硬件電路結構與工作原理

    圖2為所設計的IGBT隔離驅動輔助電源的整體電路圖。上電后，220 V工頻交流電經過EMI濾波、全波整流和濾波電容C3、C4后得到310 V左右的直流；310 V直流電通過啟動電阻R_start對電容C23充電，當電壓上升至門檻電壓（8.4 V）時，UC3845開始工作；然后由反饋繞組供電，電壓維持在+15 V左右。+12 V輸出繞組兩端的電壓通過PC817與TL431構成的環路補償網絡將輸出電壓反饋信號輸入到UC3845的反饋端（VFB端）。UC3845根據副邊輸出電壓反饋信號與原邊輸入電流采樣信號調節PWM輸出信號的占空比，從而實現開關電源的穩壓輸出。

2.2 EMI濾波與全波整流

    開關電源在工作過程中，開關噪聲的存在會對電網產生電磁干擾，為減輕開關電源帶來的電網高次諧波干擾，同時提高開關電源的抗干擾能力，電路設計中需要加入EMI濾波器^[6，7]。

2.3 RCD箝位電路設計

    由于變壓器漏感的存在，使得開關管關斷時，由漏感儲能引起的電流突變會產生較大的關斷電壓尖峰，造成開關管擊穿，因此需要設計箝位吸收電路對關斷電壓尖峰進行抑制，從而減小開關應力，保證開關電源的正常工作。

    箝位電路分有源箝位和無源箝位兩種，兩者各有利弊。無源箝位電路不需要驅動和控制電路，應用性強，成本低；有源箝位電路需要額外的驅動和控制電路，成本較高。綜合兩者的利弊，本設計采用RCD無源箝位吸收電路^[8，9]，在保證電源效率和安全工作的基礎上，實現關斷電壓尖峰的有效抑制，減小了開關管的應力。

2.4 高頻變壓器設計

    高頻變壓器^[10，11]作為開關電源的關鍵部件，兼有儲能、限流、隔離的作用。變壓器設計中磁芯材料、參數、結構的正確選取對開關電源工作品質和性能的提高具有重要的促進作用。考慮到磁材工作頻率、成本和效率等因素，基于鐵氧體磁芯具有中高頻損耗低、磁導率頻率特性穩定以及成本低的特點，本設計選用鐵氧體磁芯材料。下面對反激變壓器的設計進行詳細闡述。

2.4.1 初級繞組電感

    在不考慮變壓器漏感的情況下，變壓器每個工作周期內傳輸的能量乘以工作頻率即為輸出功率P_o：

2.4.2 最小占空比計算

    當直流輸入電壓U_i最大時，開關管的占空比取得最小值，即：

2.4.3 磁芯選擇

    采用面積乘積法對磁芯尺寸進行估計。當已知初級繞組的線徑時，帶繞組的磁芯所占的AP^*值可以表示如下：

    查詢常用鐵氧體磁芯參數表，在保留一定裕量的條件下，EE40磁芯滿足功率傳輸要求：A_e=1.27 cm²，A_w=1.78 cm²，AP^′=A_eA_w≈2.2 cm⁴>AP。

2.4.4 初次級繞組及輔助繞組匝數

    初級繞組匝數為：

    由于次級繞組為多路輸出，考慮將最小輸出電壓10 V作為主輸出進行計算，并假設次級整流二極管正向導通壓降為0.7 V，則次級繞組匝數為

    其中，N₁₀，N₁₅，N₁₂，N_a分別為次級-10 V，+15 V，+12 V輸出繞組與輔助繞組匝數。

2.4.5 初次級繞組及輔助繞組線徑計算

    繞組線徑與繞組中流過的電流關系為

    考慮高頻下電流趨膚效應的影響，對應開關頻率f_s下的趨膚深度為δ，則繞組單根線徑應小于2δ，因此常采用多股并繞。

2.4.6 氣隙長度l_g

    對于單向勵磁變壓器設計，為防止磁芯工作過程中發生磁飽和，通常采用添加氣隙的方式予以避免。氣隙長度為：

2.5 TL431A+PC817A環路反饋補償

    為保證IGBT可靠開通與關斷,實現全橋逆變電路的穩定工作,一方面對IGBT驅動電路供電電源輸出電壓的穩定性有要求；另一方面，由于驅動電路屬于動態負載，因此對供電電源的負載調整率也有要求。基于三端集成穩壓器件TL431A和線性光耦PC817A的環路反饋補償^[12，13]設計在提升電源輸出的穩定性與負載調整率方面具有重要的促進作用。

    開關電源環路補償有兩種控制模式：電流控制和電壓控制。為簡化環路設計，提高環路補償響應速度，本文在電流控制模式下，采用二階環路補償電路設計對開關電源的輸出進行反饋補償。

    取R₇=300 kΩ，C₂₇=20 pF，C₂₈=10 nF，則補償網絡的開環傳遞函數為：

    圖3為環路補償電路開環傳遞函數的伯德圖。圖中穿越頻率處開環傳遞函數的相位裕量大于90°，低頻增益為40 dB，中頻增益為20 dB，可見該二階環路補償網絡可以有效提高電源輸出電壓調節的穩定性與快速性。

2.6 UC3845外圍電路主要參數設計

    UC3845的占空比調節范圍為0～50%，其PWM輸出頻率為時鐘頻率的一半。本設計中，PWM頻率為65 kHz，因此時鐘頻率為130 kHz，取定時電容C_T=1 nF，則定時電阻為：

    保留一定余量，取采樣電阻值為0.5 Ω/2 W。

3 仿真分析與實驗驗證

    為了驗證上述設計方案的可行性與完整性，本文采用了軟件仿真與樣機研制測試相結合的分析方法對該電源的性能進行分析測試。

3.1 Saber軟件仿真

    根據圖2電路參數的設置，采用Saber軟件進行仿真得到如圖4所示的電源工作特性曲線分析圖。

    從圖4中曲線分析的結果可得出如下結論：

    (1)環路控制流程：UC3845開始工作后，環路補償輸出V_COMP為最大值，此時PWM輸出最大占空比為0.383 65，電流反饋起主要作用；隨著+12 V繞組輸出電壓的升高，V_COMP逐漸下降直至輸出電壓穩定，此時電壓反饋與電流反饋聯合調節PWM的輸出，占空比隨負載的大小可變；

    (2)環路控制的穩定性：V_a過沖電壓為0.307 52 V，相對于穩定輸出電壓，過沖量為2.05%；+12 V繞組輸出電壓V_{+12 V}平滑無過沖，穩定輸出電壓的紋波電壓為0.017 69 V；可見環路反饋控制的穩定性強，精度高；

    (3)環路控制的快速性：UC3845開始工作后，環路補償輸出以12 431 V/s的壓擺率上升至最大值，電流反饋主要作用，PWM占空比最大，V_{+12 V}以2 516.9 V/s的壓擺率上升至穩定輸出電壓；當V_{+12 V}趨于穩定時（t_settle=0.163 68 s），V_COMP滯后1.09 ms趨于穩定（t_settle=0.164 77）；由此可見環路控制具有很高的調節速度。

    開關管在工作過程中，RCD箝位吸收電路對開關管的關斷尖峰抑制具有重要作用。考慮電源工作效率與選用MOS管的耐壓（V_ds=800 V），仿真中箝位電阻選用兩個56 kΩ電阻并聯，箝位電容容值為10 nF，得到如圖5所示的MOSFET在不同負載下漏源電壓波形。

    從圖5中可見：輕載時，PWM占空比為0.070 519，漏源電壓峰值為539.91 V；重載時，PWM占空比為0.317 88，漏源電壓峰值為662.75 V。對于耐壓800 V的MOSFET，開關管始終工作在安全電壓應力范圍內，擁有足夠的電壓裕量。

3.2 實驗測試與分析

    依據理論計算與仿真分析的結果，研制了一臺實驗樣機，并對其性能進行了測試與分析。

3.2.1 高頻變壓器繞制參數

    為驗證上述變壓器設計的正確性，對高頻變壓器進行實際繞制，實際繞制參數如表1所示。

3.2.2 開關電源性能測試

    對樣機的4路正負雙輸出的電壓值進行測量，得到如表2所示的差異分析表。從表2中可以看出，4路雙輸出隔離電源的輸出電壓具有高度一致性，輸出電壓穩定，誤差在3%以內；輸出紋波小，紋波峰峰值在100 mV以內。有效保證了全橋逆變電路中IGBT驅動電平的一致性，延長了IGBT的使用壽命。

3.2.3 原邊電流采樣與柵極驅動波形

    圖6為開關管工作過程中變壓器原邊電流采樣與柵極驅動波形，可以看到原邊電流與柵極驅動波形平滑穩定，說明該電源設計具有較高的穩定性。電源連續工作2小時，開關管未見明顯升溫，說明開關管能夠在安全電壓下開通與關斷，RCD箝位吸收電路達到了預期的箝位效果。

3.2.4 IGBT專用驅動模塊PWM輸入輸出波形

    將該電源應用于逆變全橋電路中IGBT驅動模塊M57962L的隔離供電，檢驗該電源在動態負載下的穩定性。如圖7為M57962L的PWM輸入輸出電壓波形，可以看到在24 kHz的PWM輸入頻率下，模塊PWM輸出波形中正負電平輸出具有嚴格的平穩性，波形邊沿陡峭，可以有效驅動IGBT的正壓開通與負壓關斷，保證IGBT的可靠工作。

4 結論

    本文著手于解決高壓電源中全橋逆變主電路中功率開關管驅動電路的可靠供電問題，設計了基于反激式多繞組輸出的開關穩壓電源，為全橋電路IGBT專用驅動模塊以及單片機控制電路的隔離供電提供了良好的解決方案。當然，為了充分保障IGBT的可靠運行，合適的驅動是一方面；另一方面是如何對由全橋回路分布電感引起的關斷電壓尖峰進行有效抑制，因此還需設計合適的緩沖吸收電路^[14，15]，這部分的研究是今后工作的重點。

    通過計算機仿真與樣機制作測試，驗證了理論分析的完整性與實用性。該電源具有結構簡單、輸出電壓穩定、負載調整率高、紋波小等優點。達到了預期要求，能夠滿足IGBT驅動模塊對電源電壓、電流的要求，從而在驅動方面保障了IGBT的可靠工作與穩定運行。該方案的實施既可以作為全橋逆變電路驅動模塊隔離供電電源的一種解決方案，同時也可用于多電平轉換電源適配器的供電需求，因此具有良好的應用前景。

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