0 引言

    可穿戴設備是穿戴于人體的小型的計算與傳感系統，用來周期性地跟蹤、存儲、處理關鍵的人類生理、活動、事件等參數^[1]。但現有的電池技術增加了成本、體積及重量，同時電池需要定期充電，更換，這些問題都制約了可穿戴設備的用戶體驗^[2]，人們把目光轉向環境能量收集。用于可穿戴設備的環境能量收集方式有多種，包括熱能、震動等，其中，RF能量收集有著自身的優勢，因為它自身就是電能量收集，不需要熱梯度或活動部件等能量轉換或傳感器件^[3]，當然相應的天線或線圈不可或缺。本論文著手于環境中充斥的電磁波能量，給出了一種小體積的可用于可穿戴設備的電磁波能量收集電路，并測量了其性能。

    從目前環境的電磁波能量分布來看，在微波頻段，CDMA800（810~870 MHz）,GSM900與GSM1800頻段的能量是最穩定的^[3-5]。根據Friis自由空間損耗公式，頻率越高，衰減越大，因而需要選擇頻率較低的頻段。同時又考慮到可穿戴設備的特點，需要盡可能小的天線尺寸，因而本篇論文的測試電路最終選擇了GSM900頻段進行對環境能量收集的可行性驗證。

    根據GSM900頻段使用情況^[6]，上行890~915 MHz，下行935~960 MHz。在距離GSM900基站25 m到100 m的區域，室內與室外功率密度分布在0.3 mW/m²~3 mW/m²范圍內^[7-9]。

    根據公式^[10]：

    可得到天線接收功率范圍為8 μW~100 μW，其中100 μW功率由20 m處功率密度估算值4.6 mW/m²確定，也就是說，在基站20 m~100 m范圍內，天線可接收到-21 dBm~-10 dBm之間的功率。式中P_r為接收功率(mW)，P_u為功率密度(mW/m²)，(λ²/4π)為天線有效面積，G_r為接收天線增益，估算中取常見的全向接收天線增益，10lg(G_r)=3 dBi。

    在上述功率范圍內，采用分立元件實現的能量收集電路，其效率一般在10%左右^[11-13]。得到轉換后的可用直流功率范圍在0.8 μW~10 μW之間。最近出現一些可穿戴設備上的傳感器功耗在0.1 μW~20 μW之間^[9，14]，如文獻[9]中的quartz watch 的功耗為5 μW，而文獻[14]的可穿戴生物醫學信號捕獲與數字化部件，即超低功耗的模擬前端（AFE：anolog front end）與ADC的功耗僅0.343 μW。因而射頻能量收集電路可用來為這些傳感器提供能量供給，如是可穿戴設備在啟動信號處理前的時段無需啟動電池供能。

1 GSM頻帶能量收集電路

    電磁能量收集電路的原理框圖如圖1所示，射頻電磁能量經天線接收后，再經倍壓整流電路轉換為直流電，最后將直流電能以電荷形態存儲于電容器件。本文測試電路設計主要針對GSM頻段，故而考慮收集整個GSM頻帶范圍內的能量。在GSM下行935~960 MHz范圍25 MHz帶寬內，載頻間隔200 kHz，共124個頻點。在移動通信中，用戶通信會使用不同的載頻，因此能量收集電路應在整個頻帶內都有良好的接收性能。這就需要在天線與倍壓整流電路之間有一個設計良好的匹配網絡。本論文驗證電路采用分立元器件進行電路的搭建，而分立元件本身由于寄生效應可能會引入較大的損耗，因此要求匹配元件數量越少越好，故而采用最為簡單的雙電抗元件匹配網絡。

1.1 天線

    考慮到實際應用環境的不確定性，天線應選用全向天線采集環境能量。例如可采用市場上常見的GSM900M天線ZDGSMCDMATS004，其主要技術指標為：頻率范圍890~960 MHz/1 710~1 880 MHz，增益3 dBi，輸入阻抗50 Ω，駐波比≤1.5，最大功率50 W。

1.2 2倍壓整流電路

    天線接收到的是交流信號，且信號能量較小，因此需要采用倍壓整流電路以提高輸出電壓，這里單級倍壓電路采用Cockcroft-Walton Voltage Multiplier模型^[15]。N級整流倍壓電路模型^[21]如圖2所示。倍壓級數的增多意味著能量損耗的增大，因此在輸出電壓可用的前提下應盡可能減少倍壓電路的級數。

    圖2模型中，C11，D11，D21，C21構成1級倍壓電路，依次類推，電路構成N級倍壓電路。該模型中的C11~C1n，C21~C2n需要具有高頻、高Q值特性。Cout=C2n作為最后一級的輸出存儲電容，可選用通用電容。

    由于環境能量屬于微弱能量，二極管應選擇具有零偏特性的肖特基二極管，測試選擇avago公司的HSMS-285x系列，其正向導通電壓VF(forward voltage)為150 mV，工作頻率<1.5 GHz^[16]。

    二極管的spice參數及其封裝寄生參數如圖3所示^[16]。

    在匹配狀態下，N級倍壓電路整流輸出電壓公式如下^[17]：

    其中，P_rf為天線接收功率；R_dbl為二極管等效阻抗中的電阻部分；R_ant為天線阻抗中的電阻部分；n為二極管的非線性因子；V_T為熱電壓；I_s為二極管的反向飽和電流；χ為二極管峰值電流與漏電流的比率，I_leakage是一個經驗值；為存儲電容（圖2中的C21，C22,…C2N=Cout）的漏電流。

    依據文獻[17]，取R_dbl=3 250 Ω@900 MHz，R_ant=50 Ω，n=1.06，Is=3 μA，χ=9.7，I_leakage=1.5 μA，V_T=26 mV@25 ℃，得到V_REC~P_rf關系曲線如圖4所示。

    由圖中曲線可知，在-20 dBm~-10 dBm范圍內，1~2級電路可以較好地滿足可穿戴生物醫學信號捕獲與數字化部件1 V，343 nW^[14]及生物醫學傳感器接口芯片1 V，450 nW^[22]的工作電壓要求。由于接收信號功率較低，級數的增多意味著損耗的增大，我們選擇1級和2級電路進行測試。

1.3 匹配電路

    匹配電路應確保天線接收電磁能量有效被倍壓整流電路吸收，因而是測試電路轉換效率的關鍵環節，需要選擇精確度較高的器件以對準頻率，同時為了減少損耗，需要減少匹配器件的數量，測試電路采用L型（雙電抗元件）匹配電路。匹配電路參數可以通過兩種方式獲取，一個是仿真，另一個就是在實際電路中使用網絡分析儀對倍壓整流電路進行S參數測試后做匹配電路設計。我們先對電路進行仿真，確定匹配電路器件參數的范圍，其后對實際電路進行網分測試校正，以確保最終接收效果。

    根據圖2、圖3的電路模型，仿真確定一級與兩級倍壓電路的匹配路徑。在GSM下行935-960 MHz頻段，在中心頻點947.5 MHz上進行仿真分析。

    圖5給出了匹配效果，對應的L型匹配網絡如圖6所示，兩個電抗元件均采用電感，圖中還給出了匹配電感的參數。

    仿真分析設計中的電感元件參數取值如圖6所示，商用電感器件只有整數取值且寄生效應嚴重，即使不考慮寄生效應，對于高Q值匹配電路而言，電感數值微小的變化也會帶來匹配中心頻率的嚴重偏差。例如，將圖6中1級倍壓電路的匹配電路電感L₁=49.192 076取整為49 nH，仿真S11參數前后變化如圖7所示，其中粗線為L1取整后的仿真結果。

    仿真顯示，L₁取整前中心頻點為947.5 MHz 同時S11=-68.993 dB,而取整后中心頻點為949.2 MHz同時S11=-51.566 dB。微小的電感變化（0.3%），導致中心頻點偏移了1.7 MHz，而信號覆蓋帶寬不過25 MHz。在市場上購買到的商用電感，在10 nH~100 nH之間只有整數值的，且不連續。例如最接近L₁=49.192 076的商用電感取值為47 nH。采用L₁=47 nH的匹配電路，仿真顯示，中心頻點將偏移到968.0 MHz同時S11=-31.6 dB。如果考慮寄生效應，還會帶來其他影響，如轉換效率的降低。為了避免這種情況，本測試電路采用的是自制的繞線電感，用于匹配電路的調試，可以通過調整線圈的長度，直徑，間距等達到最佳匹配狀態。

    實際電路匹配后電路S11參數測試如圖8所示，可見，在GSM下行935-960 MHz整個頻帶內實現了良好的匹配。

2 電路特性分析

    實際測試電路如圖9所示，PCB板材使用RO4003C。

    為了獲得穩定可靠的測試效果，測試信號源使用CW(continuous-wave)50-Ω，頻率采用GSM900（下行935~960 MHz）的中心頻點：947.5 MHz。

    轉換效率計算公式如下：

    為觀察在GSM下行935-960 MHz整個頻帶內轉換效果，針對1級倍壓電路和2級倍壓電路，在其中心頻點947.5 MHz、邊沿頻率935 MHz與960 MHz分別測試了輸出電壓，并根據式(3)獲得了對應的轉換效率，如表1～表4所示。

    從表1和表2可以看出，1級倍壓電路最高轉換效率可達到33.91%，但此時輸出直流電壓在1 V以下，無法滿足1 V電源電壓的應用^[14，22]需求。

    表3和表4可以看出，2級倍壓電路對負載及功率的適用范圍較1級倍壓電路有了較大的提高。

    表5是針對采用分立元件和集成電路的典型論文在相同的輸入功率情況下的轉換效果對比。

    表1～5列出本論文在常見負載下二級倍壓電路的輸出電壓和效率，同時列出出現最高轉換效率的條件，并和同類論文進行對比?？梢钥闯?，在相同輸入功率，相近負載的情況本論文實現了較高的效率。其中文獻[19]沒有做匹配，射頻信號經天線接收直接進入倍壓電路，故轉換效率較低；文獻[20]使用了CMOS集成電路，由于硅基底導致匹配電感品質因數低，更為重要的是它采用了17級倍壓電路，導致其轉換效率較低；文獻[11]使用了商用電感、電容器件實現匹配電路，估計其采用的商用器件取值不連續等原因而很難達到最佳匹配，同時文獻[11]采用的FR4板材，其介質損耗角正切一般在0.015左右，遠大于本文采用的RO4003C板材的0.0021介質損耗角正切，同時它采用了7級倍壓電路，從而其效率也低于本論文測試電路。

3 結論

    本文介紹了在GSM頻段RF環境能量接收實用的可能性，轉換電路的結構組成，匹配電路的選擇，并在RO4003C板材上進行了電路制作測試。本論文采用了自制繞線電感，經精心調試，獲得了遠高于其他已發表論文電路的轉換效率。為了保證電路對GSM下行全頻帶的適應性，分別對下邊沿頻率935 MHz及上邊沿頻率960 MHz進行了測試，證明了在相同功率和負載下，在GSM下行頻帶內頻率的變化對本論文提供測試電路的轉換效率影響很小。

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作者信息：

梁東偉，李國林

（清華大學 電子工程系，北京100084）