《電子技術應用》
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基于SPWM的逆變技術的研究
2014年電子技術應用第8期
沈蘭蘭,李海標,秦澤熙
(桂林電子科技大學 機電工程學院,廣西 桂林541004)
摘要: 用傳統SPWM產生的修正正弦波逆變電源存在以下缺陷:輸出電壓中含有大量的諧波分量,帶負載能力較差,不能給感性負載供電等。為了解決以上問題,提高逆變電源的帶負載能力,在單極性SPWM技術的基礎之上,設計了一種新型正弦逆變電源。通過精確控制開關管的導通關斷和適當改變負載續流回路,實現零壓續流,使負載得到純度極高的正弦波電流。重點分析和論述了反壓續流和零壓續流的工作原理和過程,利用SABER軟件構建系統主電路和控制電路模型并進行仿真,得到了純正正弦波電流,克服了傳統SPWM的不足,使后續電器設備的使用壽命變長。
中圖分類號: TM46
文獻標識碼: A
文章編號: 0258-7998(2014)08-0058-04
Sine inverter technology research based on SPWM
Shen Lanlan,Li Haibiao,Qin Zexin
College of Mechanical and Electrical Engineering, Guilin University of Electronic Technology,Guilin 541004,China
Abstract: Modified sine wave inverter power, which is generated based on SPWM technology, has the drawbacks of many harmonic component in the output voltage, weakness on load ability,and cannot supply power to inductive load. To solve these problems and improve the load ability of inverter power supply,a new sine wave inverter power based on unipolar SPWM is designed. Through carefully arrangements of the switching transistors′ status and adequately controlling the zero/reverse voltage current continuing loop, a pure sine load current can be realized. The system′s key working and control process, especially the zero/reverse voltage current continuing, is described in detail, and the system′s function is verified by SABER simulation. It gets the pure sine wave voltage and current and overcomes the shortages of traditional SPWM technology, thus makes the follow-up longer service life of electrical equipment.
Key words : inverter power;SPWM;zero voltage current continuing loop;sine wave

    近年來汽車電子行業呈現出飛躍式的發展趨勢。汽車電器所消耗地電能正在大幅度提高,現有的電源已經不能滿足汽車上所有電氣系統的工作,不僅需要更大的供電能力,而且要求更高的供電可靠性和供電質量[1]。

  市場上低功率的車載逆變器按照輸出波形來劃分,可以劃分為修正正弦波逆變器和正弦波逆變器兩類。修正正弦波逆變器指的是輸出為220 V/50 Hz的非正弦交流電,它的優點是電路結構較為簡單,效率可以達到很高級別,但是也存在如下明顯缺點:

  (1)使用普通萬用表測量修正正弦波車載逆變器的交流輸出時,顯示的電壓比220 V低20 V左右。在運行精密設備時會出現問題,也會對通信設備造成高頻干擾。

  (2)感性負載在通斷電源的瞬間,會產生反電動勢電壓,這種電壓的峰值遠遠大于負載交流供電器所能承受的電壓值,容易引起車用逆變器的瞬時超載。

  上述弊端是由移相控制技術產生的波形非正弦波所引起的。為此,本文采用SPWM逆變技術[2],通過一種新的開關控制模式,實現了在阻感性負載條件下“純”正弦交流電流輸出,基本滿足所有車用電器負載;并通過SABER仿真驗證了系統的可行性。

1 逆變系統原理

  全橋變換電路可以看作是由兩個雙管正激變換電路組合而成。該電路共有兩個橋臂,每個橋臂由兩只開關管組成。電路中共有兩組SPWM脈沖驅動信號,且兩組驅動信號相互互補。全橋變換電路的優點有:(1)開關管在截止狀態下承受的電壓應力為電源電壓Vin;(2)在選用與半橋電路同規格開關功率器件時,可以獲得2倍半橋電路的輸出功率。車載電源系統的核心是4個高頻開關管T1~T4組成的H橋逆變電路[3]。其前級由三相交流發電機經過整流濾波后得到所需穩定直流電壓,然后將其接入逆變電路。由于逆變的目的是將直流電變為正弦波交流電壓,因此由SPWM波驅動H橋的4個高頻開關管,使其按照所需的通斷順序及導通時間進行通斷,得到所需的正弦波。

  本系統逆變電路的輸入電壓值約為400 V,電流值約為15 A,屬于高電壓低電流類型電路。輸出為220 V/50 Hz,其中SPWM信號的頻率為20 kHz。按設備工作的實際情況,假設負載阻抗12 Ω。為使電源適應多數負載,把負載表示為電感加電阻。

  但是,應該注意到,當負載含有感性成分時,存在感性負載續流和如何續流的問題,對于由兩個功率開關Tl和T2構成的一個逆變橋(Tl在上、T2在下),開關管T2開通時,通過感性負載的電流將開始增加;當開關管T2被關斷時,感性負載中的電流不可能立刻發生變化,它必須通過開關管T3上的反并聯二極管D3進行續流。純粹使4個開關管按一般性的兩兩交替通斷續流方式通以SPWM波不可能使負載得到純正弦波電流,原因見2.1。圖1所示為一般通斷續流時得到的負載電流。

001.jpg

  因此,若想得到純正弦波電流,需要采取新的SPWM方法來實現。

2 單相橋式電路的新SPWM方法原理

  2.1 傳統SPWM不能產生純正弦波電流的原因分析

  傳統SPWM之所以不能產生純正弦波電流,主要是由于采用的是反壓續流方式,即電感的儲能回饋電源。以下從4個開關模態及各模態下電感L、電阻R兩端的電流/電壓圖(圖2)來詳細分析說明。

002.jpg

  (1)開關模態1(t0~t1)

  自t0時刻起,T1、T2導通,T3、T4關斷,直流電壓加至電感L和電阻R兩端,其電流回路為電源正極→T1→L→R→T2→電源負極。由于有電感的抑制作用,電流iL逐漸增大,電感儲能,如圖3所示。忽略T1、T2的導通壓降,該模態的電壓方程及其解為:

  %WILQYCZZ){OD0@O{WRQZKI.png

  式中:Uin為輸入的直流電壓,($MHX%P(YX4DO%0)RWN0$0C.png=L/R。

  (2)開關模態2(t1~t2)

  t1時刻T1、T2關斷,T3、T4的基極導通信號到來,電感經過D3、D4釋放其儲能進行續流,能量回饋電源,此時雖然T3和T4已有導通信號,但是直至電感電壓小于直流源電壓時(即t2時刻),T3和T4才真正導通,如圖4所示。忽略二極管的導通壓降,該模態的電流方程及其解為:

003.jpg

  R0(`@($FM{2_YJTVX$)FT@8.png

  (3)開關模態3(t2~t3)

  自t2時刻開始,T3、T4導通,而T1、T2關斷,直流電壓反向加至電感L和電阻R兩端,流經負載的電流iL逐漸反向增大,電感繼續儲能,其電流回路為電源正極→T3→R→L→T4→電源負極。其過程類似開關模態1,由于版面原因,不再給出模式圖。

  (4)開關模態4(t3~t4)

  自t3時刻起,T3、T4關斷,T1、T2的基極導通信號到來,電感經過D1、D2釋放其儲能進行續流,能量再次回饋電源,與開關模態2過程類似。如此反復進行,由于版面原因,不再給出模式圖。

  此反壓續流方式經過負載的電流波形如圖1所示,圖中的波形已近似正弦波,但是還存在一定偏差。

004.jpg

  圖5為反壓續流時電感L和電阻R兩端的電流電壓細節圖。從圖中可以看出t1~t2時間段電流下降明顯,究其原因是電壓下降明顯,因為電感向電源回饋能量,盡管電感瞬間電壓高于電源電壓,但是由于電源的電壓抵消了大部分的電感電壓,致使負載電壓下降。

  2.2 改進SPWM工作原理

  改進的SPWM加熱方式采用零壓續流[4]工作模式,所謂零壓續流即電感的儲能沒有回饋到電源,而繼續供負載消耗,以下從4個開關模態詳細分析說明。

  (1)開關模態5(t0~t1)

  自t0開始,T1、T2導通,T3、T4關斷,直流輸入電壓加至電感L和電阻R兩端,通過負載的電流方向由左至右,此過程與反壓續流開關模態1情況類似。

  (2)開關模態6(t1~t2)

  從t1時刻開始,T2關斷時T1將繼續導通,繼續導通的信號為SPWM信號,T3、T4仍處于關斷狀態,電感便通過L→R→D3→T1→L回路放電,直至t2時刻電感電壓小于直流輸入電壓時,T1才關斷,如圖6所示。該模態的電流方程及其解為:

005.jpg

  RDB8AJ~]4TJ~UJ)RV1W8RBC.png

  式中:($MHX%P(YX4DO%0)RWN0$0C.png=L/R。

  (3)開關模態 7(t2~t3)

  t2時刻到來時T3、T4導通,直流輸入電壓反向加至負載兩端,電流方向由右至左,此過程與反壓續流開關模態3情況類似。

  (4)開關模態8(t3~t4)

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  t3時刻T3關斷,而T4繼續導通,導通信號延續之前的SPWM信號,如圖7所示。電感的儲能通過L→T4→D2→R回路進行放電,直至電感放電完畢,隨后T1、T2導通。

  零壓續流按照以上過程循環往復。續流是本設計所采用的方法。從圖8中可以看出波形已近似為正弦波。

  2.3 兩種不同工作模式的比較

 

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  從圖1和圖8對比可以看出,零壓續流明顯好于反壓續流。另外通過式(2)和式(3)可以看出開關模態2比開關模態6電流小且指數下降更快。在零壓續流開關模態6中電流呈指數緩慢下降,由于開關管T1以SPWM方式通斷,而且通斷時間(1/f=1/20k=0.05 ms)遠遠小于主電路固有時間常數,因此可以使通過負載的電流近似為純正弦波。

  2.4 關鍵技術的實現方法

  在反壓續流方式的基礎之上,以T1、T2的導通關斷為例來說明零壓續流的電路設計原理。

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  在T1低頻導通、T2以SPWM脈沖導通時,電流的路徑是直流輸入正極→T1→L→R→T2→直流輸入負極,此時T3和D3端電壓為+400 V左右;當T1低頻導通、T2以SPWM脈沖關斷時,電感儲能經過D3續流,此時電壓傳感器檢測D3端電壓為-0.7 V左右。電流的路徑為L→R→D3→T1→L。當T1和T2都關斷后,電感將沿著L→R→D3→電源→D2→L進行續流,D3兩端亦為-0.7 V,直到電感電壓小于電源電壓為止。此期間包括T1和T2正常導通的時間段以及電感續流的時間段,而電感續流時間段是電流突然下降的時間。本文所采取的零壓續流方式正是在此電感續流時間段令T1繼續以SPWM的形式通斷,使得輸出電流波形得到改善。因此電壓傳感器提取的D3兩端電壓為0.7 V時的時間為零壓續流中T1應該導通的全部時間段,再經過后續一定的邏輯運算,將電感續流的時間段通以SPWM信號,即可實現零壓續流方式。

009.jpg

  圖10所示為D3電壓的提取電路,此電路采用雙向比較器實現,然后再通過一個比較器去除不必要的毛刺。圖(a)是以提取D3兩端負電壓為例來說明的,圖(b)電路中的u*o是D2兩端提取出的負電壓。

3 仿真結果及分析

  以SABER仿真軟件[5]得到的仿真結果來分析,就阻感性負載而言,通過分別計算各自電流的THD,移相控制在觸發角為90°時,其THD為39.9%,而SPWM的THD幾乎為零,由此可看出SPWM逆變技術得到的正弦電流明顯好于移相控制技術。為了更好地說明此方法在車載電源制造過程中的適用性,本文還對純電阻和純電感負載的情況進行了仿真,得到的結果如圖11所示。

010.jpg

  當負載為純電阻負載時,可以在其上產生圖10(a)所示波形,其中的黑色部分是頻率為20 kHz的SPWM波。而對于純電感負載,得到的加熱電流波形如圖10(b)所示,由此可見,運用此方法也可以得到較好的正弦波電流。

  由此可以看出,此方法適用于負載從純電阻到純電感變化的各種情況,適用性更廣泛。

  本文設計了一種基于SPWM逆變技術的車載電源系統,能得到純正弦波輸出電流/電壓,大大提高了汽車供電系統的質量。理論分析和仿真結果表明,此新系統的負載適用性很廣,既適合純阻性負載,也適合純感性負載,彌補了傳統移相逆變技術的不足。

參考文獻

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  [2] 陳堅,康勇.電力電子學-電力電子變換和控制技術[M].北京:高等教育出版社,2011.

  [3] 趙青.一種基于單極性SPWM控制的正弦波逆變器的研究[D].杭州:浙江大學,2004.

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