摘 要： 從開關變換器的基本拓撲結構出發，尋找簡單和方便的控制方式。根據正向輸出的Buck-Boost變換器工作的基本原理，提出了一種新的功率因數校正電路結構，給出了相應的控制方法，并對其進行了仿真。該電路能夠利用電壓跟隨的方式實現PFC。由于該電路能夠實現降壓輸出，因此降低了對所有功率開關管的耐壓要求，有利于提高變換器的轉換效率并降低成本。
關鍵詞： 功率因數校正；控制；仿真；有源功率因數校正
有源功率因數校正技術的研究主要集中在電路拓撲、控制策略和建模分析等方面。其中電路拓撲的研究除了電力電子技術中的基本變換器結構外，還針對一些特殊的拓撲結構。利用這些拓撲結構本身特性構成所需要的PFC變換器，以實現提高電路性能，降低成本的目的。控制策略的研究則主要是針對特定的拓撲結構，通過不同的數學和建模分析，尋找最優或最合適的控制方法，以提高整體電路的性能，簡化控制電路，降低成本。此外，改進開關器件的性能，也可以從整體上提高電路的性能。
在實際應用中，針對不同的應用場合，對有源功率因數校正電路的要求也是多種多樣的。Boost型電路以其控制簡單，電流紋波較小等優點得到了廣泛應用。從實現PFC的控制策略上來看，又以DCM模式下的變頻控制法和CCM模式下的平均電流控制法應用最為廣泛，并且在市面上己經有了商用的PFC控制芯片出售。本文的目的是從開關變換器基本的拓撲結構出發，尋找簡單和方便的控制方式。
根據正向輸出的Buck-Boost變換器工作的基本原理，提出了一種新的功率因數校正電路結構，并給出了相應的控制方式。該電路能夠利用電壓跟隨的方式實現PFC。由于該電路能夠實現降壓輸出，因而降低了對所有功率開關管的耐壓要求，有利于提高變換器的轉換效率和降低成本。
1 Boost PFC變換器電路設計要求
本文內容來源于對一項軍用車載電源的研究設計，該設計的主要設計指標如下。
（1）輸入特性。市電：154~264 V，50±3 Hz；4.5 kW汽油發電機：154~264 V，50±3 Hz；外28 V： DC 28 V 3.5 kW，蓄電池組：DC 24 V/200 Ah。（2）輸出特性。輸出兩路DC 24 V。（3）交流輸入正常時的輸出特性。輸出電壓為25.5±0.5 V，輸出功率為3 000 W；輸出電壓紋波不大于10 mV；電源效應小于或等于2%；負載效應小于或等于3%。（4）蓄電池24 V或外28 V輸入時的輸出特性。輸出電壓為25.5±0.5 V；輸出功率為3 000 W；輸出電壓紋波不大于10 mV；輸出特性：輸出兩路DC 24 V。（5）配電優先順序：市電、油機、外28 V、電池。（6）保護。交流輸入過壓保護：264 V；交流輸入欠壓保護：154 V；外28 V輸入保護；過壓保護：32±0.5 V；欠壓保護：20±0.5 V；反接保護。（7）蓄電池保護。過放保護和反接保護。（8）輸出保護。過壓保護：27 V±0.5 V。（9）過流與短路保護。效率大于或等于80%；功率因數大于0.9。（10）充電特性。正常充電特性：最高充電電壓28.8±0.2 V；最大充電電流40±5 A；充電時間為6.5 h；充電效果為恒流——均壓減流——浮充；電池嚴重虧電時的充電特性為涓流（1A）——恒流——均壓減流——浮充。
為了滿足以上要求，本論文選擇了有實際研究價值的基于UC3854控制的Boost PFC變換電路來研究。
比較而言，Flyback型PFC雖然易于實現輸入、輸出的隔離，但由于其隔離變壓器磁芯單向磁化，使得其磁通復位控制困難，變壓器利用率低，電路設計不但困難、復雜，而且可靠性降低，又增加了電源的體積、重量、鐵耗、銅耗及成本。這均限制了它的實際應用。Boost型PFC輸入電流連續、易于控制，功率因數PF高，電流畸變系數THD小，輸出電壓高，允許電容儲存更多的電能，能提供更長時間的掉電保護，這些優點促使世界上一些電力電子器件生產廠商（如美國德州儀器、微線）開發出諸多性能非常穩定可靠的集成控制芯片，如UC3852、UC3854、UC3855、UC3857、UC3858、UC38500、ML4803等，使Boost變換器獲得了廣泛的應用。
2 UC3854簡介
UC3854是一種有源功率因數校正專用控制芯片。它可以完成升壓變換器校正功率因數所需的全部控制功能，使功率因數達到0.99以上，輸入電流波形失真小于5%。該控制器采用平均電流型控制，控制精度很高，開關噪聲較低。采用UC3854組成的功率因數校正電路后，當輸入電壓在85~260 V之間變化時，輸出電壓還可保持穩定，因此也可作為AC/DC穩壓電源。UC3854采用推拉輸出級，輸出電流可達1 A以上，因此，輸出的固定頻率PWM脈沖可驅動大功率MOSFET。UC3854內部框圖如圖1所示。
3 Boost PFC變換器電路主要參數的設計與計算
3.1 Boost功率電路的設計與計算
Boost電路的設計主要就是功率器件的選取和電感的設計。變換器的輸入電壓范圍是AC 80～275 V，輸出為DC 400 V，標稱功率為300 W，開關頻率為50 kHz，變換器工作在DCM下。下面來給出具體的參數設計。
由于功率恒定，輸入電流的最大峰值是在輸入電壓為最低時：
I
此外，功率管選取IR公司生產的RFP460LC，耐壓為600 V，最大正向通態電流20 A（25℃時）。續流二極管選用Onsemi公司生產MUR860超快恢復二極管，耐壓600 V，正向額定電流8 A，反向恢復時間為35 ns。
3.2 控制電路的設計
分塊來設計以UC3854為核心的有源功率因數校正器電路，如圖2所示。
4 基于Simulink的仿真模型及仿真波形
4.1 仿真模型
控制電路采用平均電流控制型，用UC3854實現控制功能，所以模型也是基于UC3854的結構建立的，其仿真模型如圖3所示。UC3854包含了平均電流控制型功率因數校正控制電路的全部所需功能的單片集成電路，主要由電壓放大器、模擬乘法器、電流放大器和定預脈寬調制器組成。此外還包括與功率MOSFET兼容的柵極驅動器，7.5 V的電壓基準、總線預測器、加載智能比較器、欠壓檢測和過流比較器。UC3854乘除法器的輸出電流端為基準電流，它與檢測電流決定占空比的大小。
IMO=IAC（VAO-1.5 V）/KVmo2
其中，VAO為電壓誤差放大器輸出信號，Vmo約為1.5 V~4.7 V，K=－1為比例系數，IAC是乘法器的輸入電流。平方器和除法器起了電壓前饋作用，使輸入電壓變化。
（1）軟啟動是為了使電路的啟動有一個過程。13端工作時外接一個電容，芯片開始工作時先由一個直流電源對其充電，使得占空比緩慢增加。
（2）振蕩電路用于產生三角波。由一個電壓控制開關、電流控制的電流源及一個脈沖電流源構成。電容的充電電壓控制開關的導通和截止，而開關上的電壓反過來控制B5電流源的大小。開關的兩個狀態是由電容的電壓來判斷的，開始B5=0，B6為一個恒流對外接電容正向充電，當V（16）>6.3 V時，開關合上，此時以1倍的電壓下降直至小于2.5 V，B5的電流變為10 mA，反向迅速充電；當V（16）<1.1 V時，開關打開，V（18）電壓回升，直至V（18）>2.5 V，B5電流再次為0，開始下一周期的充放電。產生所需的振蕩三角波。B4等于V6支路的電流，B5的電流是通過數字模型來模擬的。
（3）電壓誤差放大器。其輸入端為27，輸出端為22，由差分放大器和放大器電路構成。輸出VAOUT是由差分放大器2個集電極的電流差控制的。假設VSENS等于參考電壓，則受控電流源B6=0，因為V7=1.5 V，所以Q3、Q4都處于微導通，流過Q3、Q4射極的電流很小，2個集電極均分VCC，VAOUT為7.5 V。若VSSENIS小于參考電壓時，B6<0，對電容正向充電，V（20）的電位抬高，使Q4趨于截止。VAOUT電壓上升。同理，若VSENS大于參考電壓，造成V（20）的電位下降，Q4的導通加深，VAODF的電壓下降。模型的工作原理與實際相符。模型中仍借助了數字模型，B6=Iq5c－Iq6c。
（4）電流誤差放大器。電流誤差放大器與電壓誤差放大器的結構和工作原理基本一樣，不再作詳細分析。不同的是它有2個受控源。B7是電流控制電流源，它的數字模型與B6相似。B10是表示乘法除法器的輸出電流。在模型中通過數字模型實現了乘法除法器的功能。
4.2 仿真結果及分析
本文仿真了輸入電壓范圍是交流154 V~264 V，輸出為28 V直流，標稱功率為3 000 W，開關頻率為50 kHz的Boost型變換器，模型中所用到的參數是根據UC3854的使用手冊設計的。其仿真結果如圖4~圖10所示。圖4為電路輸入脈沖波形；圖5為二極管電流波形；圖6為主功率管電流波形；圖7為電容電壓波形；圖8為電源電壓、電流波形；圖9為校正前電壓、電流波形；圖10顯示了加功率因數校正后的電壓與電流的仿真波形。通過波形的分析可以清楚地看到，用UC3854為主芯片的PFC電路，功率因數校正效果明顯，輸出的電壓電流波形有很好的改善。
本文在總結前人研究的己較為成熟的平均電流法控制的升壓型功率因數校正技術與拓撲Boost型變換電路的基礎上，成功地將二者結合在一起。在分析了有源功率因數校正器的基本工作原理的基礎上，仿真了功率因數校正和未經功率因數校正的電路，并且記錄了相關電壓和電流波形。經過比較后發現，經過PFC校正之后電路的功率因數有了明顯改善。本文提出的功率因數校正電路新控制方法和得到的結果對功率因數校正技術的研究和應用具有一定的價值。
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