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NI-LabVIEW 2025
一種具有能量回饋功能的級聯型高壓變頻器的仿真研究
摘要: 本文采用成熟的三相pwm整流技術,使用可控開關器件組成單個功率單元的整流電路,實現能量雙向傳輸。同時對直流母線電容電壓進行閉環控制來穩定直流母線電容的電壓。
Abstract:
Key words :

1 引言

  如圖1所示,一般的級聯型高壓變頻器的整流部分都是采用不可控的二極管,因而能量傳輸不可逆,當電機處于再生發電狀態時,回饋的能量傳輸到直流母線電容上,產生泵升電壓,使電容電壓不穩。過高的泵升電壓有可能損壞開關器件,從而威脅變頻器的安全工作。

  為此本文采用成熟的三相pwm整流技術,使用可控開關器件組成單個功率單元的整流電路,實現能量雙向傳輸。同時對直流母線電容電壓進行閉環控制來穩定直流母線電容的電壓。這種方法還能實現網側單位功率因數,使級聯型高壓變頻器成為真正的綠色變頻器。仿真證明該方法簡單有效。

2 單個功率單元整流部分的數學建模及工作原理

  從圖1(a)的拓撲結構可以看到,級聯型高壓變頻器由多個功率單元級聯而成。因此,可以以單個功率單元為研究對象,建立它的數學模型并分析其工作原理。

  從圖1(b)可以看到,功率單元的整流部分是由不可控的二極管組成。為了實現能量回饋,穩定直流母線電容電壓,需要用可控的igbt替代二極管,進行pwm整流控制。圖2是改造后的功率單元拓撲結構圖。

  圖2中,lx(x=a,b,c)為交流側濾波電感,電阻rx(x=a,b,c)為濾波電感lx的等效電阻和功率開關管損耗等效電阻的合并。

  設三相電源電壓為:

         

  式中:ed,eq,id,iq分別為功率單元整流部分的電源電壓矢量、輸入電流矢量在d-q軸上的分量。

  由(3)式可以看出,d、q軸變量相互耦合,因而無法對d、q軸的電流進行單獨控制。為此引入id、iq的前饋解耦控制,且采用pi調節器作為電流環控制器,則有以下方程:

        

  式中:ud*、uq*是d-q軸的電壓給定;kdp和kdi分別是d軸pi調節器的比例和積分系數;kqp和kqi分別是q軸pi調節器的比例和積分系數。

 

1 引言

  如圖1所示,一般的級聯型高壓變頻器的整流部分都是采用不可控的二極管,因而能量傳輸不可逆,當電機處于再生發電狀態時,回饋的能量傳輸到直流母線電容上,產生泵升電壓,使電容電壓不穩。過高的泵升電壓有可能損壞開關器件,從而威脅變頻器的安全工作。

  為此本文采用成熟的三相pwm整流技術,使用可控開關器件組成單個功率單元的整流電路,實現能量雙向傳輸。同時對直流母線電容電壓進行閉環控制來穩定直流母線電容的電壓。這種方法還能實現網側單位功率因數,使級聯型高壓變頻器成為真正的綠色變頻器。仿真證明該方法簡單有效。

2 單個功率單元整流部分的數學建模及工作原理

  從圖1(a)的拓撲結構可以看到,級聯型高壓變頻器由多個功率單元級聯而成。因此,可以以單個功率單元為研究對象,建立它的數學模型并分析其工作原理。

  從圖1(b)可以看到,功率單元的整流部分是由不可控的二極管組成。為了實現能量回饋,穩定直流母線電容電壓,需要用可控的igbt替代二極管,進行pwm整流控制。圖2是改造后的功率單元拓撲結構圖。

  圖2中,lx(x=a,b,c)為交流側濾波電感,電阻rx(x=a,b,c)為濾波電感lx的等效電阻和功率開關管損耗等效電阻的合并。

  設三相電源電壓為:

         

  式中:ed,eq,id,iq分別為功率單元整流部分的電源電壓矢量、輸入電流矢量在d-q軸上的分量。

  由(3)式可以看出,d、q軸變量相互耦合,因而無法對d、q軸的電流進行單獨控制。為此引入id、iq的前饋解耦控制,且采用pi調節器作為電流環控制器,則有以下方程:

        

  式中:ud*、uq*是d-q軸的電壓給定;kdp和kdi分別是d軸pi調節器的比例和積分系數;kqp和kqi分別是q軸pi調節器的比例和積分系數。

 

  由式(4)可以看出,電壓指令已經實現了完全解耦控制,其系統控制框圖如圖3所示。圖3中,采用由pi調節器組成的電壓-電流雙閉環結構,外部電壓環用于實現輸出電壓的穩定,內部電流環控制交流輸入電流與輸入電壓同相。其工作原理如下:輸出電壓vdc和給定參考電壓vdc*比較后送入電壓pi控制器,電壓控制器的輸出信號作為網側電流有功分量的給定值id*,其大小根據整流器的有功輸出調節,為達到單位功率因數整流或逆變,無功分量的給定值iq*設定為0,穩態時dq軸的電流給定信號都為直流量,兩個給定值與網側經過變換后的反饋值id、iq相比較后,送入電流pi調節器,在經過解耦和dq→αβ變換后得到三相網側電壓在兩相靜止坐標系上的控制信號,再經過電壓空間矢量脈寬調制模塊后,輸出六路svpwm控制信號,從而實現對功率單元整流器的控制。

3 功率單元級聯的仿真系統

  按照第2節介紹的數學模型,搭建的功率單元仿真模型如圖4所示。

  其中,整流部分控制器的仿真模型如圖5所示。

4 功率單元級聯的仿真系統

  圖6是每相串聯3個功率單元級聯型高壓變頻器的系統仿真模型。

 

5 仿真實驗

  在系統仿真中采用的實驗參數如下:電壓環采樣頻率為2.5khz;電流環采樣頻率為2.5khz;三相pwm整流器輸入電壓有效值vm=380v;電感寄生電阻阻值r=0.5ω;直流母線電壓給定vdc*=750v,初始電壓vdc=550v;三相輸入電源頻率f=50hz;三角波載波頻率fs=2.5khz;直流母線端電容c=3200μf;網側濾波電感l取0.8mh。負載功率為1mw。仿真中不考慮開關損耗的影響。

  本仿真實驗中,在0~0.25s,級聯變頻器的整流器處于不控整流狀態,由整流器中igbt內反并聯的二極管進行不可控整流;在0.25s~0.55s,級聯變頻器的整流器處于可控整流狀態,整流器中的igbt開始工作;在0.55s變頻器突投負載;在0.8s改變變頻器受控電流源的電流方向,變頻器的能量開始回饋,級聯變頻器的整流器由整流狀態轉變成逆變狀態。

  圖7是級聯型變頻器網側相電流、相電壓和功率單元直流母線電壓的仿真波形。從圖7(b)中可以看出,在0.25s級聯變頻器的整流器開始工作時,vdc由初始值550v迅速上升至給定值vdc*,并很快穩定下來;在0.55s時,變頻器突投負載,vdc被瞬時拉低,但很快就能重新穩定在給定值。穩定后電壓波動很小;在0.8s時刻,由于改變受控電流源的電流方向,變頻器的能量開始回饋,整流器開始由整流狀態轉變成逆變狀態。回饋的能量使vdc在0.8處瞬時拉高,但由于級聯變頻器的整流器的響應速度非常快,很快就使vdc重新穩定在給定值。同時,也因為整流器的響應速度快,使vdc在0.8處的升高的不多,保證了系統的安全運行。

  從圖7(a)中可以看出,在0.25s時級聯變頻器的整流器開始工作時,網側電流有些波動,但在很快就能穩定下來;在0.55s變頻器突投負載時,網側電流波動很小,并很快穩定下來。通過比較網側電壓和電流的相位可以看出,兩者相位幾乎重疊在一起,功率因數接近于1;在0.8s時刻,級聯變頻器進入能量回饋的狀態,整流器處于逆變狀態。整流器使網側電流的相角網側電壓的相差近180°,功率因數接近-1。級聯變頻器逆變器的三相輸出電壓、電流和單相輸出電壓波形如圖8所示。

6 結束語

  通過仿真實驗的波形可以看出,改進后的級聯型高壓變頻器不僅可以進行能量的雙向傳輸,實現能量回饋;而且,控制系統的響應速度非常快,使變頻器具有較好的動態性能。因此,該改進方案是正確可行的。

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