由于對逆變器高頻化的追求，硬開關所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關斷問題;硬開關電路的EMI問題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關帶來的各種問題。軟開關技術是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態值，開通損耗近似為零。因功率管開通前電壓已下降到零，其結電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同時也意味著二極管已經截止，其反向恢復過程結束，因此二極管的反向恢復問題亦不復存在。最理想的軟關斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態值，所以關斷損耗近似為零。由于功率管關斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零，所以感性關斷問題得以解決。
基于此，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關技術，如圖1所示。其出發點是在盡量不改變硬開關拓撲結構，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現有電路元器件及功率管的寄生參數，為逆變橋主功率管創造ZVS軟開關條件，最大限度地實現ZVS，從而達到減少損耗，降低EMI，提高可靠性的目的。
圖1 HPWM控制方式
2 HPWM控制方式下實現ZVS的工作原理
考慮到MOS管輸出結電容值的離散性及非線性，每只MOS管并聯一小電容，吸收其結電容在內等效為C1－C4，且C1=C2=C3=C4=Ceff；D1－D4為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關方式在整個輸出電壓的一個周期內共有12種開關狀態。基于正負半周兩個橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關周期內的電路的主要波形，此時S4常通，S2關斷。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率，在一個開關周期Ts內近似認為輸出電壓Uo保持不變，電感電流的相鄰開關周期的瞬時極值不變。
(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B
(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1
圖2 HPWM軟開關方式工作狀態及電路模式
圖3 ZVS方式主要波形
1）模式A[t0，t1] S1和S4導通，電路為＋1態輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關斷為止。電感電流：
iL(t)=
（1）
2）模式A1[t1，t2] 在t1時刻，S1關斷，電感電流從S1中轉移到C1和C3支路，給C1充電，同時C3放電。由于C1、C3的存在，S1為零電壓關斷。在此很短的時間內，可以認為電感電流近似不變，為一恒流源，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降。t2時刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導通，結束電路模式A1。
I1=iL(t1)（2）
uc1(t)=
t2（3）
uc3(t)=Ud－t（4）
3）模式B[t2，t3] D3導通后，開通S3，所以S3為零電壓開通。電流由D3向S3轉移，此時S3工作于同步整流狀態，電流基本上由S3流過，電路處于零態續流狀態，電感電流線性減小，直到t3時刻，減小到零。此期間要保證S3實現ZVS，則S1關斷和S3開通之間需要死區時間tdead1。
iL(t)=I1－
t（5）
tdead1>
（6）
4）模式B1[t3，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo，則其電流開始由零向負向增加，電路處于零態儲能狀態，S3中的電流也相應由零正向增加，到t4時刻S3關斷，結束該模式。電感電流：
iL(t)=－t（7）
5）模式C[t4，t5] 與模式A1近似，S3關斷，C3充電，C1放電，同理S3為零電壓關斷。
－I0=iL(t4)（8）
uc3(t)=
t（9）
uc1(t)=Ud－t（10）
t5時刻，C1的電壓降到零，其體二極管D1自然導通，進入下一電路模式。
6）模式C1[t5，t6] D1導通后，開通S1，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉移，S1工作于同步整流狀態，電路處于＋1態回饋模式，電感電流負向減小，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關周期。此期間電感電流：
iL(t)=－I0＋（11）
同理，要保證S1零電壓開通，則S3關斷和S1開通之間需要死區時間tdead2，類似式(6)，有
tdead2>
（12）
多數情況下，有I1>I0，因而一般需tdead2>tdead1。3 ZVS實現的條件及范圍
從以上的工作模式分析可知，由于電容C1及C3的存在，S1及S3容易實現ZVS關斷；要實現功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯電容上所儲存的電荷，即
LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）
在上面的分析中，下管總是容易實現ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現零電壓開通；對于上管來說，則必須在零態續流模式中電感電流瞬時值由正變負，達到一定負向值，才能保證在下管關斷時該電流可以使上管等效并聯電容放電，從而實現其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中，電感電流與輸出電壓同向，即uo>0，iL>0的情況；當二者反向即iL<0時，則上下管的情況正好互換，上管容易實現ZVS開通，而下管實現ZVS的條件則同樣在零態續流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負半周，上下管實現ZVS的情況與正半周相同。
濾波電感的取值直接影響ZVS實現的范圍，也影響到電路的效率。考慮到輸出電壓半個周期內電路可以等效為一Buck變換器，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤
。電感值大，電感電流瞬時值變化范圍小，ZVS實現的范圍減小，也就是說在較大負載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實現ZVS開通，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小，其電流瞬時值脈動變大，則ZVS實現的范圍加大，開通損耗可以減小，但此時由于整個輸出周期內電感上的瞬時電流的高頻脈動很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實現的范圍及電路的效率之間需根據具體情況適當折衷。
在實際應用中須做以下說明。
1）如考慮逆變器負載功率因數較大的情況，則uo，iL在整個周期大部分時間內為同向，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關的實現，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施，如采用電阻二極管網絡，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區時間。
2）由上述可知，由于要保證ZVS的實現，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。
3）同理，由于ZVS實現的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合，而應用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯。
4 實驗波形和結語
圖4是上下功率管在實現ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形。由圖4可以看出，上下管均很好地實現了零電壓開關。
(a)上管
(b)下管
圖4 逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）
圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流。空載時由于電感上的電流在半個周期內均可以過零，因而此時功率管可以較好地實現軟開關；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少，此時上很難實現軟開通。要進一步確定電感取值與負載、ZVS實現的范圍以及電路效率之間的關系除了理論分析外，也還需要進行大量的實驗。圖7為逆變器的效率曲線，阻性滿載的輸出效率約為92％。
圖5 空載輸出電壓與電感電流
圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流
圖7 逆變器的效率由于對逆變器高頻化的追求，硬開關所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關斷問題;硬開關電路的EMI問題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關帶來的各種問題。軟開關技術是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態值，開通損耗近似為零。因功率管開通前電壓已下降到零，其結電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同時也意味著二極管已經截止，其反向恢復過程結束，因此二極管的反向恢復問題亦不復存在。最理想的軟關斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態值，所以關斷損耗近似為零。由于功率管關斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零，所以感性關斷問題得以解決。
基于此，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關技術，如圖1所示。其出發點是在盡量不改變硬開關拓撲結構，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現有電路元器件及功率管的寄生參數，為逆變橋主功率管創造ZVS軟開關條件，最大限度地實現ZVS，從而達到減少損耗，降低EMI，提高可靠性的目的。
圖1 HPWM控制方式
2 HPWM控制方式下實現ZVS的工作原理
考慮到MOS管輸出結電容值的離散性及非線性，每只MOS管并聯一小電容，吸收其結電容在內等效為C1－C4，且C1=C2=C3=C4=Ceff；D1－D4為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關方式在整個輸出電壓的一個周期內共有12種開關狀態。基于正負半周兩個橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關周期內的電路的主要波形，此時S4常通，S2關斷。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率，在一個開關周期Ts內近似認為輸出電壓Uo保持不變，電感電流的相鄰開關周期的瞬時極值不變。
(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B
(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1
圖2 HPWM軟開關方式工作狀態及電路模式
圖3 ZVS方式主要波形
1）模式A[t0，t1] S1和S4導通，電路為＋1態輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關斷為止。電感電流：
iL(t)=（1）
2）模式A1[t1，t2] 在t1時刻，S1關斷，電感電流從S1中轉移到C1和C3支路，給C1充電，同時C3放電。由于C1、C3的存在，S1為零電壓關斷。在此很短的時間內，可以認為電感電流近似不變，為一恒流源，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降。t2時刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導通，結束電路模式A1。
I1=iL(t1)（2）
uc1(t)=t2（3）
uc3(t)=Ud－t（4）
3）模式B[t2，t3] D3導通后，開通S3，所以S3為零電壓開通。電流由D3向S3轉移，此時S3工作于同步整流狀態，電流基本上由S3流過，電路處于零態續流狀態，電感電流線性減小，直到t3時刻，減小到零。此期間要保證S3實現ZVS，則S1關斷和S3開通之間需要死區時間tdead1。
iL(t)=I1－t（5）
tdead1>（6）
4）模式B1[t3，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo，則其電流開始由零向負向增加，電路處于零態儲能狀態，S3中的電流也相應由零正向增加，到t4時刻S3關斷，結束該模式。電感電流：
iL(t)=－t（7）
5）模式C[t4，t5] 與模式A1近似，S3關斷，C3充電，C1放電，同理S3為零電壓關斷。
－I0=iL(t4)（8）
uc3(t)=t（9）
uc1(t)=Ud－t（10）
t5時刻，C1的電壓降到零，其體二極管D1自然導通，進入下一電路模式。
6）模式C1[t5，t6] D1導通后，開通S1，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉移，S1工作于同步整流狀態，電路處于＋1態回饋模式，電感電流負向減小，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關周期。此期間電感電流：
iL(t)=－I0＋（11）
同理，要保證S1零電壓開通，則S3關斷和S1開通之間需要死區時間tdead2，類似式(6)，有
tdead2>（12）
多數情況下，有I1>I0，因而一般需tdead2>tdead1。3 ZVS實現的條件及范圍
從以上的工作模式分析可知，由于電容C1及C3的存在，S1及S3容易實現ZVS關斷；要實現功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯電容上所儲存的電荷，即
LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）
在上面的分析中，下管總是容易實現ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現零電壓開通；對于上管來說，則必須在零態續流模式中電感電流瞬時值由正變負，達到一定負向值，才能保證在下管關斷時該電流可以使上管等效并聯電容放電，從而實現其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中，電感電流與輸出電壓同向，即uo>0，iL>0的情況；當二者反向即iL<0時，則上下管的情況正好互換，上管容易實現ZVS開通，而下管實現ZVS的條件則同樣在零態續流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負半周，上下管實現ZVS的情況與正半周相同。
濾波電感的取值直接影響ZVS實現的范圍，也影響到電路的效率。考慮到輸出電壓半個周期內電路可以等效為一Buck變換器，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤。電感值大，電感電流瞬時值變化范圍小，ZVS實現的范圍減小，也就是說在較大負載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實現ZVS開通，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小，其電流瞬時值脈動變大，則ZVS實現的范圍加大，開通損耗可以減小，但此時由于整個輸出周期內電感上的瞬時電流的高頻脈動很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實現的范圍及電路的效率之間需根據具體情況適當折衷。
在實際應用中須做以下說明。
1）如考慮逆變器負載功率因數較大的情況，則uo，iL在整個周期大部分時間內為同向，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關的實現，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施，如采用電阻二極管網絡，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區時間。
2）由上述可知，由于要保證ZVS的實現，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。
3）同理，由于ZVS實現的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合，而應用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯。
4 實驗波形和結語
圖4是上下功率管在實現ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形。由圖4可以看出，上下管均很好地實現了零電壓開關。
(a)上管
(b)下管
圖4 逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）
圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流。空載時由于電感上的電流在半個周期內均可以過零，因而此時功率管可以較好地實現軟開關；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少，此時上很難實現軟開通。要進一步確定電感取值與負載、ZVS實現的范圍以及電路效率之間的關系除了理論分析外，也還需要進行大量的實驗。圖7為逆變器的效率曲線，阻性滿載的輸出效率約為92％。
圖5 空載輸出電壓與電感電流
圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流
圖7 逆變器的效率
